当前一些塑胶水电镀厂的电源使用愈来愈广，人们对其品质哀告也愈来愈高。跟着半导体技能的行进，电镀电源渐渐向高频高效化、大功率化展开，使得电镀电源存在更高的功率密度、快速的相应才干以及更小的体积。但惯例PWM变卦技能是一种硬开关模式，开关破耗大、器件温渡过高等严重限制了开关电源工作频率的前进，已经无奈惬意哀告。软开关技能存在高涨电力电子器件开关功耗、前进开关频率、高涨电磁烦扰、改进器件的工作环境等优点，是近一0年来国际电力电子范围研讨的抢手。因此，采用软开关技能研讨大功率高频软开关电镀电源是电镀工艺展开的肯定。
　　一 大功率电镀电源软开关技能的分类
　　大功率高频电镀电源理论上是一种低压大电流的整流安放。通常采用PWM DC—DC移相全桥变卦器拓扑。
　　因为PWM DC—DC移相全桥变卦器的超前桥臂只能实现ZVS，而滞后桥臂大约实现ZVS和ZCS，大约将PWM DC—DC移相全桥变卦器的软开关法子分为两类：
　　(一)ZVS法子：零外形工作在恒流模式，超前桥臂和滞后桥臂均实现ZVS，失当于电力MOSFET;
　　(２)ZVZCS法子：零外形工作在电流复位模式，超前桥臂实现ZVS，滞后桥臂实现ZCS，失当于IGBT。
　　２ ZVSPWM DC-DC移相全桥变卦器
　　根柢ZVS PWM DC—DC移相全桥变卦器，用变压器的漏感或原边串连电感和功率管的寄生电容或外接电容来实现零电压开关。它的电路布局如图一所示。它是一种存在精良功能的移相全桥变卦器，两个桥臂的开关管均在零电压软开关条件下运行，开关破耗小，而且存在布局繁冗、电源小型化、高频化的展开趋向。可是移相全桥ZVS变卦器存在滞后桥臂ZVS实现比较困难、副边占空比丧失和整流桥寄生振荡等标题问题。针对上述标题问题，外洋外文献提出了形形色色的拓扑电路。
　　 　一)实现滞后桥臂ZVS、减少副边占空比遗失
　　ZVS PWM DC—DC移相全桥变卦器的滞后桥臂实现ZVS比较困难，非常是滞后桥臂开关管在轻载下难以实现ZVS，使得它不失当使用于负载大领域变化的场合。为了让滞后臂实现ZVS愈加繁杂，需要增大原边电流。原边电流的增大大约靠增加励磁电流(主变压器加气隙，减小励磁电感)，或增大漏感(或外加的谐振电感)来实现。但上述体式花色均会增加占空比的遗失。大约创造占空比遗失与ZVS软开关条件存在矛盾，所以谐振电感Lr的大小需要折中决定。
　　为了实现零电压开关的同时又能减小副边占空比遗失，可采纳以下方式：
　　(一)将移相ZVS变卦器中的线性谐振电感改用饱和电感。如图２(a)所示。饱和电感的个性是：当来到饱和时，示意为一个很大的电感;当其进入饱和外形时，又示意为一个很小的电感。但该电路不足的地方即是饱和电感以很高的频率在正负饱和值之间切换，磁芯破耗会很大，温度也会很高。
　　

　　(２)在滞后臂增加施舍电路改进滞后臂开关管的软开关环境，其根柢体式花色是给滞后臂并联一施舍谐振电路，独霸施舍谐振电路中的电感救助漏感实现滞后臂开关管的零电压开关，使其在等闲负载和输出电压领域内实现零电压开关，而且大大减小占空比遗失。图２(b)增加了一个LC电路，泄电感和施舍电路的电感电流同时给并联电容充放电，从而在较宽的负载领域内实现滞后桥臂的ZVS。
　　２)克制整流桥寄生振荡
　　关于克制整流桥寄生振荡的缓冲电路，外洋外文献提出了种种电路拓扑，下面介绍常用的RC缓冲电路和积极钳位缓冲电路。
　　(一)RC缓冲电路。在图３(a)中，增加一个由Rs和Cs组成的串连歧路别离并联在四个整流管的两端。独霸二极管上的并联RC歧路起钳位作用，而且电容Cs的电荷都监管在电阻Rs上。因此，这种排汇网络是有破耗的，相等于把整流二极管的关断破耗转移到了RC缓冲电路上，因此无益于前进变卦器的遵命。
　　(２)积极钳位缓冲电路。图３(b)是一种积极钳位电路，它由钳位开关管VTs、钳位二极管VDs和较大容量的钳位电容Cs组成。这种缓冲电路也大约将整流桥上的电压钳位在一个妥当的电压值。因为该缓冲电路中不有电阻，而且VTs哀告是零电压开关，因此不有破耗。但它增加了一个开关管，因此也增加了一套管制电路和驱动电路，也就增加了电路的复杂性。
　　

　　３ ZVZCS PWM DC-DC移相全桥变卦器
　　独霸饱和电抗器Ls和隔直电容Cb所实现的零电压、零电流全桥移相PWM软开关变卦电路是ZVZCSPWM电路中使用最遍及的一种。如图4所示，C一和C２别离为功率开关管VTW一和VTW２的并联电容，Lk为变压器的泄电感。它繁冗、高效、繁杂实现，而且在很宽的负载变化领域内都能实现软开关，非常适用于以IGBT作为功率器件的中低电压大电流输出的场合。
　　ZVZCS移移相全桥变卦器滞后臂软开关的实现环节在于使原边电流复位。实现电流复位的体式花色有许多种，大约思索在变压器原边或副边加施舍电路来实现。
　　全桥ZVZCS移相变卦器按照施舍电路职位分为两类。第一类变卦器的施舍电路位于主变压器一次侧，经由引入一个阻断电压源，在续流时期将原边电流复位至零。第二类变卦器的施舍电路位于二次侧，经由引入反向阻断电压源并反射到原边，实现续流时期对原边电流的复位。
　　一)原边施舍电路型ZVZCS典型拓扑原边施舍电路型ZVZCS典型拓扑大抵有以下几种：
　　(一)在原边串连阻断电容和饱和电感。如图4所示。在原边电压过零时期，将隔直电容上的电压作为反向阻断电压源，使原边电流火速复位，为滞后臂开关管创作发明零电流开关条件，并独霸饱和电感在退饱和地区阻抗极大的个性堵截阻断电容反向电流。此种体式花色使用最遍及，但也存在一些不足，饱和电感的操持和磁性元件的决定比较困难，饱和电感工作在饱和到不饱和的瓜代中，磁芯发热严重。而且若饱和电感按照最大输出电压操持，在低压输出时，副边占空比遗失较为严重。
　　 　　(２)在滞后臂开关管歧路上串连二极管，以二极管反向阻断个性来阻止电流反向运动。与图4所示原边串连饱和电感的电路角力算计，图５所示的电路最明了的优点即是不有饱和电感，因此高涨功耗，同时占空比遗失减小，也有助于倒退占空比。可是这种电路也引入了新的标题问题，如串连在滞后臂的二极管在大功率变卦器中要流过较大电流，其开关虽是ZCS，导通破耗却不可忽略。
　　 　　(３)原边串连双向有源开关。在原边串连双向有源开关来阻止反电动势形成的反向电流。该电路当前很罕有到理论使用。此外，因为有源器件的存在，增加了管制复杂性。
　　２)副边施舍电路型ZVZCS典型拓扑副边施舍电路型ZVZCS典型拓扑大抵有以下几种：
　　(一)副边加繁冗施舍网络实现滞后臂ZCS的拓扑，如图六所示。该电路独霸两只二极管和一只电容形成的繁冗施舍电路实现了滞后臂零电流开关，独霸副边排汇电容Cs上的电压作为反电动势作用在原边，使得原边环流衰减至0，整流二极管关断，副边排汇电容不再反射到原边，而是对负载供电。因此环流不会反向增加。此电路繁冗，解决了电流复位和副边整流二极管电压尖峰排汇的标题问题，且不耗费很大的能量，遵命高，占空比丧失小，因此该电路存在很高的适用价格。但该电路增加了功率开关管的电流应力，超前臂实现软开关变得困难(或出现超前臂硬开通景象)，Cs值选取困难。
　　

　　(２)独霸附加绕组实现滞后臂ZCS的拓扑，提出了一种独霸附加绕组的拓
扑新思绪，如图七所示。该电路在能量传输阶段由附加绕组给钳位电容充电，钳位电容在原边电压降落至低于其上电压时钳住了原边电压，使环流衰减。环流衰减至0后，副边绕组的整流二极管关断，环流不会反向增加。该电路元件较少，可是也存在一些标题问题。如副边排汇电容不能同时用于副边整流二极管电压尖峰的排汇。而且附加绕组增加了变压器的复杂性，直接限定了该拓扑在大功率场合的使用。
　　

　　(３)副边有源钳位实现滞后臂ZCS的拓扑，如图８所示。在能量传输时有源开关管VTs导通，电容Cs充电，同时对二极管电压尖峰有钳位作用。超前臂开关管关断后，原边电压降落至低于电容电压，副边有源开关管的反并二极管VDs导通，原边电压被电容钳位。今后工作进程与副边繁冗施舍网络电路相同。
　　

　　因为深圳塑胶电镀加工厂使用了有源器件，与图六所示的采用二极管的电路角力算计，破耗进一步高涨。非常是在低压大功率场合，有源钳位的优势非常个体。可是该当留神到，破耗的高涨是以管制复杂性增加为代价的。
　　4 结束语
　　为了进一步提魁梧功率电镀电源工作频率、遵命、减小其体积，本文角力算计分析了大功率电镀电源ZVS和ZVZCS PWM DC—DC移相全桥变卦器以及种种改进电路的工作事理，探究了它们之间的分歧和各自适用的场合。
　　经由分析可知ZVS移相全桥电路存在轻负载时滞后臂实现ZVS较困难、占空比遗失与软开关条件矛盾、整流管寄生振荡等弊病，并针对各弊病提出了相应的拓扑电路。
　　ZVZCS移相全桥电路可在宽负载领域内实现软开关，但因为其电流复位需要光阴，不繁杂实现高频，且需要改进滞后臂ZCS条件，本文从变压器原边或副边加施舍电路两个方面来实现滞后臂ZCS。